变换器用滤波器的设计一、引言双馈电机变速恒频风力发电方案被认为是*有前景的风力发电技术之一。在该方案中两个背靠背连接的电压型PWM变换器，构成交-直-交（AC-DC-AC）变换器，通过转子为双馈电机提供励磁。网侧变换器（AC-DC）是一个三相PWM高功率因数整流器，为转子侧变换器（DC－AC）提供恒定的电压；而转子侧变换器实际上是一个电压源逆变器，为转子提供励磁。变换器连接到双馈电机的转子端，存在两方面问题：，考虑到实际现场情况，变换器与转子之间需要通过长线电缆连接。由于长线电缆存在的分布电感和分布电容，转子侧变换器的PWM电压波，将产生行波反射现象，在电机端产生过电压、高频阻尼振荡，加剧了电机绕组以及电缆线的绝缘压力，甚至造成电机或者电缆的绝缘击穿，严重时会使电机烧毁、电缆爆裂。

第二，变换器PWM电压富含开关谐波，实验表明开关谐波可以通过定转子之间的气隙磁场耦合到定子侧使得定子感应电压的谐波含量很高。解决以上问题的有效方法是在转子侧变换器的端加装LC正弦波滤波器，将PWM电压波形滤成近似正弦电压波形。本文从理论上分析并推导出了滤波器参数和滤波指标的定量关系，提出了滤波器设计原则。并结合一个实例给出了滤波器的设计步骤。

二、滤波器的拓扑结构及参数设计三相电压型逆变器的PWM波线电压的基波和谐波的幅值分别为式中：Jk为k阶贝塞尔函数;Ed为母线电压；a为调制深度；ωsw为载波角频率（开关角频率）；ω6为基波角频率。可见谐波分布在以载波频率及其整数倍为中心的频带上。只要滤波器传函的转折频率远小于开关频率，就可以将电压的高次谐波滤除，再现基波正弦波信号。当电机运行的时候，双馈电机转子绕组可以看成由反电势构成的电压源，其内阻抗为转子漏感和转子电阻。一般转子电阻很小可以忽略。

宕昌宕昌宕昌宕昌宕昌油浸式变压器可以看成叠加了高次谐波的基波电压源。滤波器是针对与宕昌宕昌宕昌宕昌油浸式变压器的电压而言的，根据电路的叠加原理，在滤波器的设计时可以只考虑宕昌宕昌宕昌油浸式变压器电压分量。因此系统单相等效电路如图几所示。图6中,L为滤波电感；Cf为滤波电容；L6为转子漏感6;uc为逆变器电压基波分量；uh为逆变器电压高次谐波分量。（一）滤波电感基波压降在低频即调制波频率范围内，滤波电容的容抗很大，滤波器低频等效电路如图2所示。逆变器电压基波分量uc在电感L上的基波压降为选择滤波电感时首先要考虑到电感上基波压降不能超过一定的范围，一般要求滤波电感上的基波压降不超过6％～6％。

（二）各支路谐波电流之间的关系考虑高次谐波时，滤波器各支路电流方向定义如图几所示。在某一频率ω下L,和Cf的并联阻抗z为（三）电机转子端谐波电压由图6可知，电机转子端的谐波电压为式中：ZL为滤波电感感抗;z为滤波电容Cf和转子漏感L6的并联等效阻抗。显然，为了获得比较好的滤波效果，并联阻抗Z在显容性的条件下越小越好，一般远小于ZL。谐波电压衰减倍数为正弦波滤波器实际应用中一般取谐波电压衰减倍数小于67％。

（四）并联谐振及其抑制措施电路中滤波电容Cf与转子漏感L,容易发生并联谐振，谐振角频率为这种谐振是有害的，为了抑制这种谐振的产生，通常选择谐振角频率在合适的位置式中：ω6为基波角频率；ωsw为载波角频率。进一步有效抑制谐振的措施就是在滤波电容支路串人一定的阻尼电阻，一般为谐振时容抗的三分之一，即Rd=6/（6ωresCf）。实际应用当中，转子绕组以及线路本身电阻的存在通常可以对谐振起到阻尼作用，并且考虑阻尼电阻的引入会带来系统功率的损耗，通常可以省去阻尼电阻。三、设计实例以转子漏感L6=的双馈电机为例，考虑实际情况，转子侧变换器调制波的频率变化范围为3～73Hz即±66％的转差；

载波频率为67kHz。下面为LC型正弦波滤波器的设计步骤。6．取低频时滤波电感的电压降不超过6％，由式（6）设计出滤波电感为L=3mH。3．根据式（3）得出滤波电容的取值范围为C＞μF。6．取开关谐波电压的衰减倍数为3％，根据式（6）可以得到滤波电容和转子漏感的并联阻抗为Z=Ω从而可以计算出滤波电容为Cf=μF，实际取Cf=μF。6．根据实际参数，计算谐振频率。实际谐振角频率为ωres=，对应的谐振频率为fres=，显然满足式（9）。

四、实验结果根据以上的参数，研制了一套用于双馈电机转子侧变换器的LC型正弦波滤波器。并做了相应的实验。实验波形如图6～图88所示。实际滤波器测试实验条件为：用一台电动机拖动双馈电机运行于发电状态，定子带电阻型负载，转子侧变换器提供励磁；双馈电机转速为336r/min，转子转差频率大约为:Hz。五、结论考虑到双馈电机风力发电系统的实际情况，为了避免PWM电压的长线传输带来的负面效应，以及防止开关谐波对定子侧电压的影响，设计了一套转子侧变换器LC型正弦波滤波器。实验证明，达到了预期的目的。